在嵌入式系统和电路设计之中，我们经常会见到多路供电的状况，例如USB供电和系统内自带电池同时存在，例如DC-DC开关电源和USB直流供电同时存在，亦或者为了保证系统的可靠性使用多个相同供电结构组成的冗余电源(Redundant Power Supply)。这时候将多路电源的输入直接通过传输线相连显然是不明智的，这时候就要用到ORing电路。
1. ORing电路构建思路
在电子设计的过程之中，很多时候我们需要用到多路供电，例如一个简单的工业控制嵌入式系统之中非常可能含有以下几种电源的输入可用：
- 通过外部高压输入的AC-DC或者DC-DC开关电源输出的直流电
- 通过内部锂电池组通过一些简单的电力电子结构形成的直流电
- USB(当然也包括USB-PD这种协议)或者其他调试/下载结构实现的直接供电
- 其他冗余系统设计
ORing电路就是应对这种状况的一种电源管理，用于自动的从多个电源输入之中选取一个电压最高的输入来保持系统供电——这保证了负载始终通过”最佳“可用电源供电（至于最佳的选择策略，我们默认是电压较高的一侧，但是仍然可以通过增加信号处理-信号比较电路实现其他的策略）从而提高系统的可靠性和灵活性。现行的ORing电路主要包括以下三种：
- 二极管ORing：这是一种最简单最朴素的实现方式，也就是直接使用整流二极管或者肖特基二极管串联到公安点电路之中来实现。这种方法的优势是极其廉价并且可靠，但是劣势在于无论何种二极管都会有一定的压降，并且这种压降叠加了较大负载电流的作用的时候就会导致较大的功率损耗和散热压力：例如一个硅管的压降我们假设为0.7V负载电流为2A那么功率损耗为1.4W。
- MOS管Oring：这种实现方法克服了二极管ORing电路之中损耗和热功过大的问题，因此可以显著提升效率，但是通常一定要增加外部电路来驱动MOSFET。然而MOSFET直接进行ORing就带来了另一个问题，也就是MOSFET可以双向导通——这或许会导致电流倒灌问题从而危害到低压电源：假设电路之中的DC-DC输出是6.3V而我们在DC-DC有输入的状况下虽然能够维持直流母线是6.3V但是会导致电流倒灌到USB接口的5V电源之中去，这就有可能烧毁相连的USB设备。
- 理想二极管ORing：这是一种结合了以上两种方案的优势的新方案，也就是既要保证较低的导通电阻以降低功率损耗和热功，又要防止电流倒灌到其他的电源之中去。
2. 理想二极管电路构建与分析
德州仪器(TI)，亚德诺(事实上也包括他们的LTC系列产品)，还有很多国内厂商例如南京沁恒都推出过集成的理想二极管芯片或者是需要外挂MOSFET/IGBT作为功率管的理想二极管控制器，但是它们有一个统一的特点就是——贵。那么我们不妨自己通过分立元件构建这个ORing电路，缺点就是需要进行参数计算和元件选型以及在PCB上占地面积可能比较大，我们想要实现的电路可以这样描述：
如上图所示，真正起作用的是SWITCH开关元件，用于导通电源输入\(V_{in}\)和输出电源\(V_{out}\)，而开关元件是否导通的条件通过一个比较器比较两个电源电压的大小，如果电源输入侧电压大于电源输出侧电压则打开开关，否则断开开关。那么我们使用一个P沟道MOSFET和两个PNP三极管实现这个电路如下所示：
观察上图，我们使用一个反向驱动的P-MOS作为压控开关，之所以说是反向驱动就是MOSFET的设计初衷是让电流从源极(Source)流向漏极(Drain)，但是考虑到MOSFET的电流可以双向流通所以当MOSFET的沟道打开之后反接也不会引起很大的问题——重点在于MOSFET带有的体二极管，如果我们正向连接体二极管那么就失去了防止电流倒灌的功能，假设体二极管的压降也就是所谓的导通电压为\(V_{Q3,Diode}\)，那么只要满足条件\(V_{out}-V_{in}>V_{Q3,Diode}\)，那么\(V_{out}\)的反向电流就可以可以通过体二极管流向\(V_{in}\)。故而我们将PMOS反向驱动既能够实现开通也能够防止倒灌。
两个PNP三极管通过一个类似于镜像电流源的结构组成了一个电压比较器。这里需要着重注意：因为两个三极管需要构成镜像结构，所以必须严格要求其各项参数相等，最重要的就是其BE结的阈值电压\(V_{BE}\)必须相同；那么这两个三极管需要选择同型号器件，最好是对管，也就是在一个IC封装之中集成了两个三极管。我们观察电路不难得出它们基极电压\(V_b\)和各自侧压降的关系：
$$
\begin{cases}
V_b&=V_{in}-V_{eb,1}\\
V_b&=V_{out}-V_{eb,2}
\end{cases}
$$
而由于图中电路一定有发射极(E)的电压高于基极(B)，故而此时三极管的BE结(E-P,B-N)处于正向偏置状态，这个时候这个PN结相当于一个钳位二极管，也就是说三极管导通时一定有\(V_{eb,x}\approx -V_{BE}\) 这就是所谓的BE结钳位。现在假设\(V_{in}\neq V_{out}\)那么我们发现由于两个三极管的基极接在一起，必然导致\(V_{eb,1}\neq V_{eb,2}\)发生，这时候较大的一个\(V_{eb,x}\)就会钳位到\(-V_{BE}\)使得该三极管成功开通，而另一个的B-E结电压达不到开通阈值，就会关断。于是对于两个不同的电源电压一定只有一侧的三极管开通另一侧的三极管关断，就完成了电压比较器。
我们首先讨论当\(V_{out}\)低于\(V_{in}\)的情况，这种情况的正常工作状态应当是P-MOS开通，电源向系统负载正向供电。首先我们要考虑的就是此时体二极管的状态，由于\(V_{in}>V_{out}\)故而体二极管正向偏置但是不一定开通，需要\(V_{in}-V_{out}>V_{Q3,Diode}\)才能够打开体二极管。一旦体二极管打开这时候的\(V_{out}\)将会被提升到\(V_{in}-V_{Q3,Diode}\)。所以在这个阶段一定有：
$$
V_{out}\ge V_{in}-V_{Q3,Diode}
$$
那么电路之中电压比较器的工作状态可以想象，显然Q1的B-E结正向压降高于Q2的B-E结正向压降，率先达到\(-V_{BE}\)使得Q1管开通，而Q2因为达不到阈值电压保持关断状态。因为Q2保持关断状态我们发现开关管Q3的门极(Gate)相当于通过电阻R2下拉接地，也就是：
$$
\begin{align}
&\because\begin{cases}
V_{eb,1}&=V_{in}-V_b\\
V_{eb,2}&=V_{out}-V_b\\
V_{in}&>V_{out}>V_{in}-V_{Q3,Diode}\\
\end{cases}\\
&\therefore\begin{cases}
V_{eb,1}&\approx-V_{BE}\\
V_{eb,2}&<V_{eb,1}\approx -V_{BE}\\
V_{gs}&=V_g-V_s=0-V_{out}=-V_{out}
\end{cases}
\end{align}
$$
因此我们发现只要输出侧电压的最小值大于Q3的开通阈值电压也就是\(V_{in}-V_{Q3,Diode}\ge V_{Q3,threshold}\)那么P-MOS管就将成功开通，随后因为导通压降\(R_{ds(on)}\)要远小于体二极管的等效电阻，因此电流通路将会优先选择通过P-MOS的沟道传输而不是通过体二极管流过，理想二极管成功正向导通。
随后，我们来考虑防止倒灌功能的实现过程。此时要求\(V_{out}>V_{in}\)那么根据上文的推导过程不难想象，此时Q2管的B-E结压降率先钳位到\(-V_{BE}\)这将导致Q2开通而Q1关断，这时候\(V_g\)几乎是趋近于\(V_{out}\)的，也就是：
$$
\begin{align}
&\because\begin{cases}
V_{eb,1}&=V_{in}-V_b\\
V_{eb,2}&=V_{out}-V_b\\
V_{in}&<V_{out}
\end{cases}\\
&\therefore\begin{cases}
V_{eb,2}&\approx-V_{BE}\\
V_{eb,1}&<V_{eb,2}\approx-V_{BE}\\
V_{gs}&=V_g-V_s=(V_{out}-V_{saturation})-V_{out}\\
&=-V_{saturation}
\end{cases}
\end{align}
$$
上式之中\(V_{saturation}\)代表PNP三极管的饱和压降，这个值通常很小在0.1~0.2V左右，事实上应当计算为等效电阻与集电极电流之积也就是：\(I_C\times R\)，在实际操作之中基本上可以说这个集电极电流是\(\mu A\)级别的电流量。通过上式的推导我们知道只要保证饱和压降小于P-MOS开通电压阈值就能够保证MOSFET的关断状态。
有些读者可能还会有所疑问，例如\(V_{in}=V_{out}\)的情况呢，事实上通过简单的分析也可以验证这事实上属于我们上文讨论的第二种情况，以下是笔者浅浅使用LT-Spice进行仿真的结果，首先展示整个仿真模型电路，MOSFET选择了AO3401A，两个PNP直接选择了对管BC857BS：
- 输入和输出侧电压源设定内阻0.01\(\Omega\)
- 输出侧电压源保持5V，通过一个1N4007整流二极管接入系统
- 输入侧电源设定为一个方波发生器，在0V~10V之间切换，周期为1s，占空比50%，切换时间1ms
- 两个接地下拉电阻选择\(10k\Omega\)大小
- 使用一个\(10\Omega\)的电阻RL作为模拟负载，预计1A左右负载电流
- 仿真时间设置为10s
通过下图测量输出侧的电压值，与输入侧的电流值可以发现完全实现了正向导通切换电源和防止反向高电压倒灌的功能，不难想象如果将D1也替换为一个理想二极管电路将达到ORing线路所涉及的效果：
上图之中，蓝色方波代表输入测电源电压，绿色方波代表负载端电压，不难发现当电源没有输入的时候负载依赖输出侧电源供电，电压约为4.2~4.3V这是因为5V电源经过了1N4007的压降；当电源有输出时负载电压被迅速提升到10V左右，具体的电压是9.95V多一点，这缺少的部分就是输入侧电源内阻和P-MOS的导通压降造成的损耗，这种损耗会随着负载电流的增大不断扩大，但是仍然远远好于二极管ORing方案。下图之中的红色曲线代表输入侧也就是P-MOS的漏极电流，青色曲线代表负载电流，不难发现当输入测电源没有电压的时候，MOS管不开通，这很好的保证了反向电流不会倒灌。本次仿真使用的.asc原理图文件和两个描述器件的.mod模型文件可以就此处下载。
